适用于卫星导航系统的双频段圆极化微带天线

    

    

    

    摘要: 随着卫星导航技术的发展, 可同时工作于双频段或多频段的接收天线近年来得到日益广泛的关注。 本文设计了两种可工作于北斗-B3(1.268 GHz)和GPS-L1(1.590 GHz)双频段的低剖面圆极化微带天线。 一种由一个天线单元实现双频带工作; 另一种由五个单元的小型天线阵列实现, 阵列中心单元工作在较高频段, 周围四个相同的单元工作在较低频段。 为了满足卫星导航天线低剖面、 小尺寸的应用需求, 两种天线均选用了较高介电常数的介质基板并采用层叠结构。 同时, 使用威尔金森功分器, 通过双馈法实现圆极化, 有效展宽了天线的圆极化带宽, 使天线具有良好的圆极化性能。

    关键词: 卫星导航; 微带天线; 双频段; 圆极化

    中图分类号: TN820.1+1文献标识码: A文章编号: 1673-5048(2018)02-0049-07

    0引言

    随着导航技术的不断发展, 设备的可靠性、 定位的精确度都达到了新的水准, 多种导航系统兼容的工作模式有利于实现频率复用, 达到系统兼容的目的, 这就使得可工作于多频段的卫星导航天线优越性日益凸显[1-2]。 卫星导航系统对设备提出了小型化、 低剖面的要求, 微带天线凭借自身小且薄、 易集成等特点[3], 被广泛应用于卫星导航系统中。 圆极化天线的抗极化失配、 抗多径效应等特点也使其成为导航系统的首选极化形式[4]。

    微带天线主要依靠单馈法、 多馈法和多元法来实现圆极化。 单馈法是最易实现的方式, 其结构简单、 加工便捷且成本低廉、 易于小型化设计, 在极化和带宽要求不高的情况下被广泛使用。 多馈法通过正交的馈电点激励简并模实现圆极化, 可以有效展宽圆极化带宽, 改善极化性能, 然而馈电网络的使用, 增加了设计难度和工艺复杂度。 多元法与多馈法原理一致, 均是依靠多个馈点之间产生相位差实现圆极化, 但多元法每个馈点对应一个辐射单元, 虽然减少了馈电网络, 降低了设计难度, 且圆极化性能更佳, 但多个辐射单元的使用极大地增加了天线尺寸[5]。

    本文分别设计了单元形式以及阵列形式的双频段圆极化微带天线, 可同时在北斗卫星导航的B3频段和GPS的L1频段工作。 为了尽可能使结构紧凑, 减小剖面尺寸, 在设计中选择较高介电常数的介质基板并采用无空气层的层叠结构[6]。 最终, 单元形式天线的尺寸为55 mm×55 mm×6.654 mm, 阵列形式总体尺寸为160 mm×160 mm×4.114 mm, 仿真设计满足指标要求。

    1双频带圆极化微带天线单元

    单片法和多片法是微带天线单元多频段工作的基本方法。 单片法利用贴片在不同模式下工作产生多频段, 但通常情况下这种方式得到频段的比值都大于1.5, 不适用于本次设计指标[7]。 贴片加载产生多个谐振频率也是单个贴片多频段工作

    收稿日期: 2017-06-06

    作者简介: 程超逸(1991-), 女, 河南洛阳人, 硕士, 研究方向为微带天线和射频前端设计。

    引用格式: 程超逸 . 适用于卫星导航系统的双频段圆极化微带天线[ J]. 航空兵器, 2018( 2): 49-55.

    Cheng Chaoyi. DualBand Circularly Polarized Antenna Design for Satellite Navigation System[ J]. Aero Weaponry, 2018( 2): 49-55.( in Chinese)的常见方式, 但是贴片加载产生几何结构上的不对称性又不利于天线圆极化性能的调节。 综上, 采用多片法, 利用多个不同尺寸的贴片产生各自的谐振频率来实现多频段工作。 由于单馈法驻波和轴比带宽较差, 为了满足在频带内的圆极化性能, 达到较好的性能, 且不增大天线的尺寸, 选用双馈法实现圆极化。

    综合圆极化、 双频带以及小型化的需求, 使用双馈点的层叠结构实现。 天线结构如图1所示, 共四层介质基板组成, 采用同轴探针底馈形式馈电。 由上至下, 第一、 二层是天线辐射层, 使用介电常数较高的Rogers RT/duroid 6006为介质基板, 对上下两层贴片的尺寸进行调节, 分别控制两频段的谐振频率。 为使天线结构紧凑, 尽量减小剖面尺寸, 上下两层介质板紧密贴合, 中间未加入空气层[8]。 第三、 四层是天线的馈电网络, 使用介电常数为2.2的Rogers RT/duroid 5880。 为了避免馈电网络的寄生辐射对上层贴片产生影响, 馈电网络采用带状线设计。

    图1天线结构示意图

    Fig.1Schematic diagram of antenna structure

    1.1双层贴片的结构设计

    贴片边长与微带天线的谐振频率成反比关系, 改变贴片尺寸是调节谐振频率的有效途径:

    f=c2(L+2Δl)εr

    其中: f为频率; c为光速; L为贴片长度; Δl为边缘效应引起的延伸长度; εr为相对介质基板的介电常数。

    使用上层贴片用来调谐GPS-L1频段, 下层贴片用来调谐北斗-B3频段。 上下两层贴片通过探针穿过介质基板进行馈电。 探针由功分器底部引出, 经通孔穿过两层介质基板, 达到上层介质基板顶部, 下层贴片需要开隔离过孔防止与探针相连引起短路[9]。 由于上下两层辐射单元使用相同的介质基板, 而下层的是低频段, 从而确定下层的尺寸较大, 故在上层贴片天线工作时, 下层贴片相当于它的金属地。 实际加工过程中, 由于加工误差以及装配等因素, 不可避免地会對谐振频率产生少许影响, 位于贴片四边的矩形枝节可以对谐振点进行微调, 找到性能最佳点。 以上层贴片为例, 微调a1, 可调整谐振点, 如图2所示。 同理可用于下层贴片调谐。

    图2矩形枝节的调谐作用

    Fig.2VSWR vs the length of a1

    1.2馈电网络的设计

    航空兵器2018年第2期程超逸: 适用于卫星导航系统的双频段圆极化微带天线本次设计使用双馈法实现圆极化。 选用端口匹配度好、 低损耗且隔离度高的威尔金森功分器在馈电点p1, p2输出两路幅度一致、 相位相差90°的激励, 通过探针对天线进行馈电(如图3所示)。 通过两个长度相差λ/4的传输线来产生幅度一致、 相位相差90°的输出端, 并通过100 Ω隔离电阻的使用, 增加端口间的隔离度。

    图3功分网络示意图

    Fig.3The feeding network of dualband antenna

    为了减小馈电网络层在几何结构上的不对称性将对上层贴片的辐射方向产生的影响, 功分器使用带状线形式, 即两层介质基板中间为功分网络, 上层基板的顶层以及下层基板的底层为金属地。

    1.3仿真结果

    双频带圆极化微带天线仿真结果见图4。 从图4(a)可以看出, 在要求的两个频段中驻波均在2以下, 中心频点驻波小于1.5, 表明了天线阻抗匹配良好。 图4(b)中, 两频段内的轴比全部都低于3 dB, 且在两个中心频点处的轴比均小于2, 满足一个性能良好的圆极化天线对轴比的普遍要求, 也反映了双馈法较好的极化性能。 由图4(c)对两个频段的增益对比可以看出, 高频段的增益比低频段高了1.8 dB左右, 这是因为高频段的天线波束更窄, 指向性更强。 由于高频段辐射贴片位于顶层, 相当于第一、 二层介质基板均为其辐射基板, 等效于加大了高频段辐射器介质基板的厚度, 因此展宽了高频段带宽, 图4(a)和图4(c)的结果也从侧面验证了这一理论[10]。

    图4双频带圆极化微带天线仿真结果

    Fig.4Simulation results of dualband circularly polarized

    microstrip antenna

    圖5~6依次给出了1.268 GHz和1.59 GHz的辐射方向图和空间轴比分布, 可以看出天线有良好的圆极化性能。 对应的各频点3 dB波束宽度为106°和104°, 有着较宽的波束宽度。 各频点在上半辐射空间里, 仰角20°轴比小于6 dB, 满足空间轴比的分布要求。

    图51.268 GHz方向图和空间轴比分布

    Fig.5Radiation pattern and axial ratio for the designed

    antenna at 1.268 GHz

    图61.59 GHz方向图和空间轴比分布

    Fig.6Radiation pattern and axial ratio for the designed

    antenna at 1.59 GHz

    2双频带圆极化微带天线阵列

    天线阵列中每个单元仍然使用前文的双点馈电方式, 由三层介质基板层叠, 第一层是辐射基板, 下面两层是功分网络, 制作中使用螺钉在单元四角将三层固定。 考虑尺寸的指标要求, L1频段仍然使用介电常数6.15的Rogers RT/duroid 6006, 为了进一步减小尺寸, B3频段使用介电常数10.2的Rogers RT/duroid 6010, 且去掉了周围调谐矩形的设计; 带状线功分器仍然使用Rogers RT/duroid 5880, 但厚度改为0.787 mm, 全部使用Rogers公司标准厚度的板材, 天线总厚度4.114 mm。 对各频段单元进行单独仿真, 性能达标后, 将其放入阵列, 考查其在阵列中工作情况。 2.1天线阵列结构设计

    天线阵列总体结构如图7(a)所示, 周围四个单元工作于B3频段, 中心单元工作于L1频段, 单元间距100 mm(0.42λ), 地板边长160 mm。 为了获得更好的圆极化性能, 对周围四个低频段单元进行等幅不同相激励, 单元间相位差依次为90°, 定义与中心单元同相的为低频段1单元, 各单元极化方向如图7(b)所示。 对阵列进行仿真, 由于天线间的互耦以及地板的变化, 阵中单元与单个单元辐射特性会有差异, 为了得到较好的性能和单元一致性, 需要对单元进行微调。

    图7天线阵列整体示意图

    Fig.7The schematic diagram of antenna array

    2.2天线阵列仿真结果

    图8为B3频段阵中各单元单独工作时仿真结果, 从图中可以看出四个单元一致性较好。 四个单元同时激励时仿真结果如图9所示, 与单元单独工作时相比, 此时的轴比明显降低(小于0.03 dB), 有良好的圆极化工作性能, 最大增益为8.3 dB, 比单个单元大5.8 dB, 相当于单个单元的将近4倍, 单元间耦合小于-17 dB。 图10为L1频段阵中单元仿真结果。

    2.3天线阵列的加工与实测结果

    对微带天线五元阵的加工实物如图11所示。 带状线功分器上下两层介质基板与辐射层介质基板之间通过M2螺钉固定, 铝基板尺寸160 mm×160 mm。 接头采用烧结形式的MCX接头, 配合SMA/MCX-KJ接头测试。 在测试时, 一个单元工作时, 将其他四个单元的端口接50 Ω匹配负载。

    图8B3频段阵中单元仿真结果

    Fig.8The simulation results of the unit in B3band

    图9B3频段四个单元同时工作仿真结果

    Fig.9The simulation results of four units of B3band at the same time

    图10L1频段阵中单元仿真结果

    Fig.10The simulation results of the unit in L1band

    图11天线阵列加工实物

    Fig.11Real product of antenna array

    B3频段阵中单元测试结果如图12所示。 L1频段阵列中单元测试结果如图13所示。 从测试结果来看, 驻波在1.8以下, 但是单元间不一致性很差, 且各单元均产生频偏。 轴比和方向图与仿真结果基本一致。 四个单元增益大小与仿真值基本一图12B3频段阵中单元测试结果

    Fig.12The measured results of the unit in B3band

    致, 但是产生了较大频偏, 且第二个单元增益最大值并不在天顶方向, 仿真与实物出现较大偏差。 产生误差的原因除了加工公差以外, 还因为在装配时三层介质基板之间使用螺钉固定, 必然会产生空气间隙, 引起相对介电常数不一致。

    由实测结果表明, GPS-L1频段内驻波在1.5以下, 但产生一定频偏。 受装配方式、 测试环境的限制, 增益较仿真结果有所下降, 轴比在高频区间有较大恶化, 但仍然在6 dB以下。

    图13L1频段阵中单元测试结果

    Fig.13The measured results of the unit in L1band

    3结论

    本文设计的两种适用于卫星导航的圆极化双频段微带天线, 可同时兼容北斗卫星导航系统以及GPS卫星导航系统。 一种是以单元的形式实现, 使用层叠结构, 通过控制两层辐射贴片的尺寸使天线在双频段产生谐振。 另一种通过阵列的形式实现, 中间单元和周围四个单元分别工作于两个频段。 单元和阵列两种形式均通过威尔金森带状线功分器实现双馈点馈电, 得到的圆极化性能良好。 经过仿真分析符合指标要求后, 对天线阵列进行了实物加工和测试工作。 经实测, 各单元驻波在2以下, 但有一定频偏, 低频段增益基本与仿真结果一致, 且两个频段内的轴比均较仿真有所恶化。 除加工公差、 测试环境的影响外, 板材电性能不好以及各层间螺钉固定的装配方式也是引起误差的主要因素。

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    DualBand Circularly Polarized Antenna Design for

    Satellite Navigation System

    Cheng Chaoyi

    (China Airborne Missile Academy, Luoyang 471009, China)

    Abstract: The development of receiving dualband or multiband antennas has witnessed explosive growth driven by their usefulness in the satellite navigation systems in recent years. Two kinds of dualband circularly polarized (CP) antennas working at BDB3(1.268 GHz) and GPSL1(1.590 GHz) frequencies are designed. One kind of the methods is realized by means of unit form. The other is array form with five units. The array center unit operates at the higher frequency band, and the surrounding four units work in the lower freqnency band. Two patches are stacked longitudinally and high dielectric constant substrates are used, while keeping the antenna low profile and small size to meet the requirement of satellite navigation systems. The use of Wilkinson power dividers effectively broadens the bandwidth of the antenna and the results show that the proposed structure is an excellent candidate for CP antennas.

    Key words: satellite navigation; microstrip antenna; dual band; circular polarization1